微功耗次声波发生器

郁百超，JIA-MING LI

（国家电网湖北电力信息通信公司，武汉 430077，Tri-Mag, LLC. A Curtis Industries Company)

MICRO-LOSS INFRASOUND GENERATOR

YU BAICHAO，JIA-MING LI

(State Grid Hubei Electric Power Information Communication Company 430077，Tri-Mag, LLC. A Curtis Industries Company)

Abstract: Micro-loss infrasound generator is driven from single phase or three phase power supply direct and apply band width and amplitude modulation of a sinusoidal wave. It does not require any conventional power conversion to obtain high power, ultra-high power infrasound wave. This generator is working in the frequency range, neither generate high frequency loss, nor EMI interference, and is not using a complex PWM control chip, therefore, the circuit is simple, safe, reliable, long life, less maintenance and easy to produce. It is 90% less than the conventional type in terms of cost, dimension and weight.

Keywords: infrasound, sine wave pulse width modulation, closed-loop control

摘要：微功耗次声波发生器直接利用单直或三相动力电源，采用正弦波脉宽调制，不必进行常规意义的功率变换，从而获得大功率、超大功率次声波。所有功率器件都工作在工频，既不产生高频损耗，也不产生EMI干扰，该次声波电路不采用复杂的PWM控制芯片，电路简单，安全可靠，寿命长，故障少，易实现，与传统电路相比，成本、体积、重量、功耗都减少90%。

关键词：次声，正弦波脉宽调制，闭环控制

1、次声武器^[1]

次声武器分为神经型次声武器、器官型次声武器、物体型次声武器。

神经型次声武器：其次声频率和人脑阿尔法节律（8－12Hz）相同，次声波作用于人体时与大脑产生强烈共振，使人神经错乱，休克昏厥，致人死亡。

器官型次声武器：其次声频率和人体内脏器官的固有频率（4－18Hz）相同，与人的五脏六腑产生强烈共振，肌肉痉挛，全身颤抖，呼吸困难，血管破裂，内脏损伤，迅速导致死亡。

物体型次声武器：奥地利科学家齐珀梅耶制造出一种能制造旋风的“旋风加农炮” ，它利用特殊的喷嘴，通过炮弹爆破，制造出次声旋风，可击落飞机。由于次声波的特性，一旦用作军事用途并失去控制，将会比核灭人类更为恐怖^[1]。

次声武器具有以下优点：

1) 突袭性：次声波在空气中的传播速度为每秒三百多米，在水中传播每秒可达1500m。次声波听不到、看不见，除了传播迅速外，又具有良好的隐蔽性。

2) 远距离：次声波的频率越低，传播时介质对它吸收越小，声波的传播距离越远。比如，炮弹产生的可闻声波，由于衰减快，在几千米外就听不到了，但它产生的次声波，可传到80km以外；而氢弹产生的次声波可绕地球传播好几圈，行程十几万千米。

3) 穿透力：频率越低，介质对声波吸收率越小，次声波能穿透几十米厚的钢筋混凝土。无论敌人是在掩体内躲藏，还是乘坐在坦克中，或在深海的潜艇里，都难以逃脱次声武器的袭击。故高强度的次声武器具有洲际作战能力。

4) 无污染：次声波在使用的同时，不会造成环境污染，不破坏对方的武器装备，可作为战利品。取而用之。

第一台次声波发生器是由法国科学家加夫雷奥在1972年发明的，它产生的次声波可以损害5km以外的人，频率为7Hz的次声波可对人体造成致命的打击。1986年法国国防部次声实验所进行实验时，由于疏忽致使次声波冲出实验室，导致16公里外的一个正在吃饭的20口之家和正在田间劳作的10口之家全部丧命^[1]。

目前能用于实际的次声武器仍在实验中，最为关键和最为困难的是大功率、超大功率的次声波的产生。

传统次声波发生器都采用高频脉宽调制开关电源获得次声波功率，传统高频脉宽调制开关电源必须采用磁芯变压器降低由MOS管产生的高频方波高电压，滤波后得到需要的直流电压，这里的“高频”和“变压器”，以及电路的复杂性，是传统次声波发生器的三大弊端。

1) 高频工作的器件，会产生高频损耗和EMI干扰；

2) 变压器的漏感会产生大量的电磁辐射，同时产生功率损耗；

3) 电路的复杂性使得故障率增加，降低了系统的可靠性。

图1 实际的次声波

2、微功耗次声波发生器^[2]

图2是微功耗次声波发生器，电路采用正弦波脉宽调制的方法获得次声波功率，所有功率器件都工作在工频，既不产生高频损耗，也不产生EMI干扰，不采用复杂的PWM控制芯片，电路简单，安全可靠，寿命长，故障少，与传统高频脉宽调制开关电源相比，成本、体积、重量、功耗都减少90%。

图2 微功耗次声波发生器

微功耗次声电路包括比较器U1，二极管D2、D3、D7、D8组成整桥B1，输入市电V2接整流桥B1的输入端，整流桥B1的正输出端是Vd1，其负输出端是地；二极管D4、D5、D9、D10组成整桥B2，信号电压V1接整流桥B2的输入端，整流桥B2的正输出端是Vd2，其负输出端是地。

电阻R2、R4、二极管D1的阳极接在整流桥B1的正输出端Vd1。电阻R3、二极管D6的阴极、电容C1的正极都接在一起形成端点Vcc，此端点通过电阻R1接二极管D1的阴极；电阻R6、R7的一端、电容C1的负极、二极管D6的阳极、比较器U1的电源负端、功率MOS管Q1的源极都接地。

功率MOS管Q1的漏极接电阻R2的另一端，其源极接地，其栅极接比较器U1的输出端，同时接电阻R3的另一端。比较器U1的同相输入端接电阻R5、R7组成的串联支路的中点，电阻R5的另一端接整流桥B2的正输出端Vd2，电阻R7的另一端接地；比较器U1的反相输入端接电阻R4、R6组成的串联支路的中点。

微功耗次声电路的全部控制实际只一个比较器，比较器的输出直接驱动功率MOS管，并不需要复杂的PWM脉宽调制芯片及其复杂的外围电路。

微功耗次声电路不采用磁芯变压器降低电压，因为功率MOS管输出的电压，是以正弦波以零点为中心的脉冲高度，正是为额定输出电压量身定做的，经过电容滤波后即是输出电压额定值，不必进行额外的功率变换。这里的“工频”和“不采用变压器”，以及简单之极的电路，是微功耗次声波发生器具有三大优越性^[3]：

1) 工频工作的器件，不会产生高频损耗和EMI干扰；

2) 没有变压器就没有漏感产生的电磁辐射，同时也不会产生功率损耗；

3) 简单之极的电路使得故障率降至极小，系统的可靠性提高至极大。

3．工频脉宽调制

微功耗工频脉宽调制的全部控制电路实际只有一个比较器，比较器的输出直接驱动功率MOS管，并不需要复杂的PWM脉宽调制芯片及其复杂的外围电路。

微功耗工频脉宽调制控制原理，与高频脉宽调制的工作原理相同。图3是调制时的仿真波形，从上到下依次是：输出电压Vo、比较器的输出电压Vg、正弦波参考电压Vn、直流参考电压在Vp。

图3 工频脉宽调调制控制原理

直流电压Vp代表了输出电压值，Vn是正弦波参考电压，Vp接在比较器的同相端，Vn接在比较器的反相端，经过比较器的比较操作后，当Vp大于Vn时，比较器输出高电平，如方波电压Vg，电压Vg就是最后的驱动方波信号，当代表输出电压值的直流电压Vp变高时，比较器的输出电压Vg的脉宽变宽，电压Vg通过反相后，MOS管开通时间变短，输出电压Vo变低，于是保持了输出电压Vo的恒定，反之变然。

微功耗工频脉宽调制不采用磁芯变压器降低电压，因为功率MOS管输出的正弦波以过零为中心的脉冲高度，正是为额定输出电压量身定做的，经在电容滤波后即是输出电压额定值。这里的“工频”和“不采用变压器”，以及上述简单之极的电路，是微功耗工频脉宽调制之所以具有优越性的三要素。

1) 工频工作的器件，不会产生高频损耗和EMI干扰；

2) 没有变压器就没有漏感产生的电磁辐射，同时也不会产生功率损耗；

3) 简单之极的电路使得故障率降至极小，系统的可靠性提高至极大。

4．开环控制

图4是微功耗工频脉宽调调制的开环控制电路，二极管D2、D3、D5、D6组成的整流桥从市电得到单向馒头波电压Vd，二极管D1、电阻R1、稳压管D4、电容C1组成了辅助电源Vcc，比较器LM339的同相输入端接两串联电阻R2、R6的中点，电阻R2的一端接Vcc，电阻R6的一端接地；LM339的反相输入端接两串联电阻R3、R7的中点，电阻R3的一端接Vd，电阻R7的一端接地；LM339的输出端通过电阻R4接Vcc，其输出端直接接功率MOS管Q1的栅极，Q1的漏极接Vd，源极通过电阻R9和电容C2接地，输出电压Vo 由电阻R9和电容C2取得。

图4 工频脉宽调调制的开环控制电路

图4右边即是输出电压Vo的仿真波形，其电压瞬时值只与LM339输出的脉宽相关。

调节电阻R6的大小，可以调节电压Vp相对于参考电压Vn的位置，即可以调节比较器输出方波的脉宽，从而改变功率MOS管的导通时间，改变输出电压Vo的幅值。

图5是开环控制电路各点电压仿真波形，电阻R6增大，电压Vp相对于参考电压Vn的位置越高，比较器输出方波Vg的脉宽变宽，从而增加功率MOS管的导通时间，使得输出电压Vo的增加，反之亦然。

比较器的输出方波Vg，即功率MOS管栅极驱动信号的幅值，就是辅助电压Vcc的幅值，其脉宽宽度就是电压Vp大于参考电压Vn的持续时间，改变电阻R6的大小，就是改变Vg的脉宽，从而改变输出电压Vo的高低。

图5开环控制电路各点电压仿真波形

5．闭环控制

图6是微功耗工频脉宽调制的闭环控制电路，与图4的开环控制电路相比，增加了光耦4N33和2个电阻，电路接法如图示。

当输入电压增加，或负载电流减小时，输出电压Vo会增加，导至流经光耦4N33二极管部份的电流增加，则三极管部份的集电极电流也增加，集电极电阻R2上的电压增加，于是4N33三极管部份集电极电压降低，使得电压Vp相对于参考电压Vn的相对位置下降，从而使得比较器LM339输出方波的脉宽变窄，功率MOS管导致通时间变短，于是输出电压Vo下降，反之亦然。

图6 工频脉宽调制的闭环控制电路

图7是闭环控制电路各点电压仿真波形，如图所示，当外界条件使得输出电压Vo下降时，电压Vp相对于参考电压Vn的位置在上升，于是LM339输出方波脉宽变宽。

图7 闭环控制电路各点电压仿真波形

6．恒流、恒压控制

图8是恒流电路，与图6的闭环控制电路相比，增加了一个比较器LM339，以及一个二极管、一个电容、2个电阻，电路接法如图示；同时在输出电阻中串接了分压电阻R6，光耦4N33的二极管部份跨接在分压电阻R6两端，输出滤波电容C2与负载电阻和分压电阻的串联支路并联。

设负载电阻R10为200Ω时，电路稳定工作，此时输出电流300mA，负载电压60V，分压电阻R6=4Ω，其上电压1.2V，整个电路达到平衡：U2同相端、反相端电压相等，其输出低电平，不向C3充电，C3上的电压使得U3比较器LM339同相端电压相对于反相端参考电压Vn保持上移，其输出端输出一定宽度的方波驱动Q1开通和关断，保持输出电波300mA。

当负载电阻R6改变为400Ω时，会产生以下结果：负载电阻R10电流减小，与之串联的分压电阻R6中的电流减小，电阻R6上的电压减小，U1光耦4N33二极管部份的电流减小，U1光耦4N33三极管部份的集电极电流减小，则集电极电压升高。

在光耦4N33三极管部份的集电极电压升高期间，U2比较器LM339的Vp的电压幅值相对于参考电压Vn上移，于是U2的输出端持续输出高电平，通过二极管D4对电容C3充电，电容C3上的电压持续上升。

在电容C3上的电压持续上升期间，U3比较器LM339同相端电压Vp相对于反相端参考电压Vn持续上移，U3输出端方波脉宽持续变宽，功率MOS管Q1的导通时间持续增加，负载电阻R10和分压电阻R6串联支路中的电流持续增加，串联支路的电压持续升高。

端输出高电平，通过二极管D4对电容C3充电，根据前面的讨论，当C3是的电压达到随机事件发生，或者电容自放电之前的电压幅值时，电路达到平衡，恢复原来的状态。

图8右图是恒流电路不同负载时输出电流的仿真波形，下曲线是负载电阻200Ω时输出电流的仿真波形，输出电压60V；中曲线是负载电阻300Ω时输出电流的仿真波形，输出电压90V；上曲线是负载电阻400Ω时负载电阻R10和分压电阻R6串联支路中的电流增加、串联支路的电压升高，电压升高趋势持续到一定程度、分压电阻R6上的电压达到1.2V时，整个电路达到了新的平衡：负载电流300mA，U2同相端、反相端电压相等，U2输出端输出低电平，不向C3充电。

图8 恒流电路

电容C3上的电压经过持续充电后，达到了一个新的幅值，此电压幅值使得U3比较器LM339同相端电压相对于反相端参考电压Vn保持一个新的上移，U3输出端输出增宽了宽度的方波，驱动Q1开通和关断，保持输出电流300mA，而负载电压为120V。

恒流电路中，当负载电阻200Ω时，输出电流300mA，当负载电阻增加至400Ω时，负载电流仍保持300mA，本电路恒流性能极佳。

当电路有随机事件发生，或者电容自放电，使得电容电压下降时，根据前面的讨论，U3比较器输出的脉宽将变窄，整机输出电压会降低，导致U2比较器三极管部份的集电极电压上升，于是U2输出输出电流的仿真波形，输出电压120V；通过计算发现，本电路的恒流线性性能极佳。

图9是恒流电路各点电压仿真波形（1），左图是输出电压，此电压在开机时有一个上冲，是由于U1光耦4N33三极管部份集电极电流为零，集电极电位最高；右图是同相端电压Vp和反相端参考电压Vn，同相端电压Vp在开机时的上冲，是由于U1光耦4N33三极管部份的集电极电位最高所致，反相端参考电压Vn非常平稳，因为直接取自辅助电压Vcc。

图9 恒流电路各点电压仿真波形（1）

图10是恒流电路各点电压仿真波形（2），左图是U2比较器LM339输出的方波电压，此电压通过二极管D4对电容C3充电，开机后的200ms，U2比较器一直输出高电平，但由于辅助电压Vcc尚未建立，所以看到一个从零增大的过程。此后输出的方波，是因为各种偶发事件，以及电容C3自放电，C3上的电压降低，于是启动了整机的反馈过程，U2比较器输出高电平对C3充电，保持输出电流恒定。

右图是U3比较器LM339同相端电压Vp和反相端参考电压Vn，同相端电压Vp是电容C3上的电压分压而来，反相端参考电压Vn是由整流馒头波电压分压而来，两者相交，在Vp大于Vn时间间隔，U3输出高电平，直接驱动Q1的开通和关断。

恒压控制与恒流控制工作原理完全相同，只不过光耦4N33二极管部份的检测点取值不一样：恒流控制时，检测的是R6小电阻上的电压；恒压控制时，检测的是R6+R10整个负载上的电压，其工作过过程，此处不再重复。

图10 恒流电路各点电压仿真波形（2）

7、正弦波脉宽调制^[2]

正弦波脉宽调制电路，有开环控制、闭环控制、恒流控制、恒压控制，现以开环控制为例详细说明。

图11是开环控制的正弦波脉宽调制电路，其中U1比较器LM339的同相输入端Vp不再是直流电压，而是额定频率的正弦波经整流后的馒头波电压，即要产生的次声波（2-12Hz）波形信号电压。图中V1经D4、D5、D9、D10组成的整流桥整流后的馒头波电压，经R5、R7降压后，从R7加到LM339的同相输入端。此后其工作过程与工频脉宽制中的开环控制相同，此处不再重复。

图11 正弦波脉宽调制的开环控制

图12是输出电压仿真波形，其包络是额定正弦波，即所要产生的次声波，每一个脉冲都是一个工频馒头波，其宽度与正弦波的瞬时值相对应，经过滤波即成次声完整正弦波输出电压。如果次声2Hz，一个次声波形包括了100个工频馒头波电压。

图12 输出电压仿真波形

图13是输出电压邻近过零时的电压仿真波形的细节，其幅值和脉宽都按正弦规律增大，这与LM339同相输入端的控制波形直接相关，脉宽受到控制。

图13 输出电压过零时仿真波形细节

图14是输出电压邻近波峰时的电压仿真波形，其幅值和脉宽都增至最大。所包括的100个市电馒头波中，当2Hz次声波接近峰值时，每个市电馒头波输出波形特点是，最中间是过零点，左右两边对称，正弦波的一部份，其最大值可达到最大市电的幅值。

图14 输出电压波峰时仿真波形细节

图12的输出波形可以看到，包络是2Hz的次声波，包括了100个50Hz的市电馒头波，每个馒头波的宽度都与次声正弦波瞬时值相对应。

图15、16、17是正弦波脉宽调制驱动电压仿真波形细节，图15是电压比较器LM339输出的、一个周期的驱动信号波形，此驱动信号的脉宽按正弦规律变化，其宽度与正弦波的瞬时值相对应。

图15 输出周期脉宽调制驱动信号

图16是正弦波脉宽调制驱动信号在周期开始时，即邻近波谷时电压仿真波形细节。由于比较器LM339同相输入端加2Hz正弦波调制信号，接近零点附近时，Q1驱动信号的脉宽最小，其幅值也最小。

图16驱动信号在邻近波谷时仿真波形细节

图17是正弦波脉宽调制驱动信号在邻近波峰时电压仿真波形细节。由于比较器LM339同相输入端加2Hz正弦波调制信号，在2Hz正弦波峰附近时，Q1驱动信号的脉宽最大，其幅值也最大。

图17驱动信号在邻近波峰时仿真波形细节

图18是次声波一个输出周期的调制过程，可以看到，在2Hz正弦波包络的上部，这部份所包含的功率，并没有进入系统，因为在此期间，功率MOS管是截止的；只有下部份所包含的功率进入系统，因为在此期间，功率MOS管是导通的，输出如图12所示的电压波形。

图18一个周期的调制过程

图19是正弦波脉宽调制在周期开始时，即邻近波谷时调制过程的仿真波形细节，在2Hz正弦波包络的开始部份，市电绝大部份都没有进入系统，此时Q1绝大部份时间是截止的，这是因为2Hz正弦波包络信号与市电的交点很低，宽度很小，所产生的驱动信号脉冲很窄，Q1的导通时间很短。

图19邻近波谷时的调制过程

图20是正弦波脉宽调制在周期最高峰时期，即邻近波峰时调制过程的仿真波形细节，在2Hz正弦波包络的峰值部份，市电绝大部份都进入系统，此时Q1绝大部份时间是导通的，这是因为2Hz正弦波包络信号与市电的交点很高，宽度很大，所产生的驱动信号脉冲很宽，Q！的导通时间很长。

图20邻近波峰时的调制过程

以上讨论了输出次声波正半周的产生过程，其负半周产生过程与此类似，此处不再重复。

8．工频脉宽调制实际波形^[3]

图21是脉宽调制实际波形（1），图中的正弦波电压是反相端参考电压Vn的波形，直线及方波是LM339的输出电压，对应同相端电压Vp不同的值，输出方波的脉宽不同，实际波形与仿真波形完全吻合。

图21 工频脉宽调制实际叔形（1）

图22是脉宽调制实际波形（2），图左是放大的输出电压方波，图中是同相端电压Vp较小时的输出方波，图右是带负载时的方波驱动电压，波形之所以产生畸形，是因为功率MOS管栅极存在电容及示波器的失真所至。

图22 工频脉宽调制实际叔形（2）

图21、图22是FLUKE PM3380A双综示波器所显示的波形，第一通道显示的是完整的馒头波电压，第二通道显示的是直流电压，直流电压缺口所对应的短横线，就是比较器LM339输出端的驱动电压。

9、结语^[2]

1) 本次声波发生器电路极其简单，开环控制核心器件只一个比较器，闭环控制只多一个光耦，恒流控制再多一个比较器。

2) 所有功率器件都工作在工频，却能实现高频脉宽调制的全部功能，其优越性可想而知。

3) 本次声波发生器在功率变换整个过程中，唯一功率损耗是功率MOS管Q1的静态低频开关损耗，不产生任何高频损耗，总功率损耗极微。

4) 微功耗次声波发生器与传统次声波发生器相比，成本、体积、重量、功耗都减小90%。

5) 由于所有器件工作在工频，输出电压滤波电容要求较大，在不能满足纹波要求时，可接超级电容。

参考文献

[1] 童娜．次声的特点及其应用．声学技术，22卷3期 ，P199-212，2003年。

[2] 专利文献，微功耗次声武器．专利号：CN201310311431，2013年。

[3] 郁百超，微功耗交流稳压器，电源学报，P94，2012年5期。

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作者简介

JIA-MING LI，男，1942年生，电机工程硕士，美国三磁电子公司（Tri-Mag, LLC. A Curtis Industries Company）创办人兼顾问，拥有发明专利多项，国内外发表论文多篇。

电话：1-559-651-2222，Email： jmli@tri-mag.com

郁百超，男，1943年生，工学硕士，国家电网湖北省电力信息通信公司高级工程师（已退休），现任中国电源学会新能源电能变换技术专业委员会委员，UPS应用杂志编委，拥有国家发明专利和美国专利多项，国内外发表论文多篇，目前研究方向：清洁能源系统及其应用。

电话：13667165480，Email：yubc100@163.com。

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编辑：编辑部