输入和输出

如果输出与输入共地，则可以采用非隔离的Buck，Boost共地变换器。如果输入电压很高，从安全考虑，一般输出需要与输入隔离。

在选择拓扑之前

首先应当知道输入电压变化范围内，输出电压是高于还是低于输入电压？例如，Buck变换器仅可用于输出电压低于输入电压的场合，所以，输出电压应当在任何时候都应当低于输入电压。

如果要求输入24V，输出15V，就可以采用Buck拓扑；但是输入24V是从8V～80V，就不能使用Buck变换器，因为Buck变换器不能将8V变换成15V。

如果输出电压始终高于输入电压，就得采用Boost拓扑。

如果输出电压与输入电压比太大（或太小）是有限制的

例如：输入400V，要求输出48V还是采用Buck变换器，则电压比太大，虽然输出电压始终低于输入电压，但这样大的电压比，尽管没有超出控制芯片的最小占空比范围，但是，限制了开关频率。而且功率器件峰值电流大，功率器件选择困难。如果采用具有隔离的拓扑，可以通过匝比调节合适的占空比。达到较好的性能价格比。

开关频率和占空比的实际限制

1）开关频率

在设计变换器时，首先要选择开关频率。提高频率的主要目的是减少电源的体积和重量，而占电源体积和重量最大的是磁性元件。现代开关电源中磁性元器件占开关电源的体积（20%～30%），重量（30%～40%），损耗20%～30%。根据电磁感应定律有：

式中：

U－变压器施加的电压；

N－线圈匝数；

A－磁芯截面积；

ΔB－磁通密度变化量；

f－变压器工作频率。

在频率较低时，ΔB受磁性材料饱和限制。由上式可见，当U一定时，要使得磁芯体积减少，匝数和磁芯截面积乘积与频率成反比，提高频率是减少电源体积的主要措施。这是开关电源出现以来无数科技工作者主要研究课题。

但是能否无限制提高开关电源频率？非也。主要有两个限制因素：第一是磁性材料的损耗。高频时一般采用铁氧体，其单位体积损耗表示为：

式中

η－不同材料的系数

f－工作频率

Bm－工作磁感应幅值

α和β分别为大于1的频率和磁感应损耗指数。

一般α＝1.2～1.7；β=2～2.7。频率提高损耗加大，为减少损耗，高频时，降低磁感应Bm使得损耗不太大，违背了减少体积的目的。

否则损耗太大，效率降低。再者，磁芯处理功率越大，体积越大散热条件越差，大功率磁芯也限制开关频率。

Buck变换器功率管电流、电压波形

其次，功率器件开关损耗限制。以Buck变换器为例来 说明开关损耗。图2是典型的电流连续Buck变换器功率管电流电压波形图。可以看到，晶体管开通时，集电极电流上升到最大值时集电极电压才开始下降。关断时，集电极电 压首先上升到最大值集电极电流才开始下降。假定电压、电流上升和下降都是线性的。可以得到开关损耗为

式中：

tr=tri trv—开通时电流上升时间与电压下降时间之和；

td=tdi tdv—关断时电压上升时间与电流下降时间之和。

一般tr td

如果电流断续，只有关断损耗，开关损耗为：

可见，开关损耗与频率、开关时间成正比。

断续似乎比连续开关损耗少一半，但应当注意，在同样输出功率时，功率管电流至少是电流连续时的一倍，除了器件电流定额加大，成本增加外，导通压降损耗也增加。

滤波电感磁芯工作在正激变压器状态，磁芯和线圈高频损耗也将大大增加。

虽然，通过软开关技术可以减少开关损耗，但请注意，软开关总是利用LC谐振，谐振电流（或电压）很大，谐振电流通过晶体管、电感L和电容C，这些元器件也是有损耗的。有时只提高效率1～2％，但电路复杂，元件数增多，成本增加，有时甚至得不偿失。

目前用MOSFET开关的电源，功率在5kW以下，工作频率一般在200kHz以下。BJT最高达50kHz。3kW以上采用IGBT的最高30kHz。用MOSFET与IGBT（BJT）组合管最高也不超过100kHz。变换功率几十瓦，当然工作频率可以提高。

变换功率越大，电流电压越大，如果大功率管与小功率管相同的电流上升和下降速率，大功率管需要更长的开关时间。何况大功率器件芯片面积大，为避免电流集中降低开关时电流升降速率也增加了开关时间。可见，变换功率越大，允许开关频率越低。

占空度

开关变换器的变换比（输出电压与输入电压比）太大或太小是有限制的。首先，变换器占空比（开关导通时间与开关周期之比）受控制芯片最大和最小值的限制。在有些拓扑中，占空比不能大于0.5。

通用PWM控制IC芯片通常不保证占空比能大于0.85；有些芯片在合理的工作频率下，也不保证占空比在0.05以下能以较小的损耗快速驱动MOSFET的栅极。

例如，开关频率为250kHz，周期为4µs，如果占空比是0.1，MOSFET的导通时间仅为0.4µs，要是MOSFET的开通时间为0.1µs，关断时间也为0.1µs，几乎大部分导通时间被过渡时间“吃”掉了，损耗加大。这就为什么变换功率越高，工作频率越低的原因之一。

不管控制IC和高电流栅极驱动等等，只要不将占空比设计在最小0.1和最大0.8（对于0.5限制度变换器为0.45）之外，那就不必担心。

如果采用的拓扑有变压器，变比可以调节占空度，但变比也有限制，如果变比太大或太小，初级与次级导线尺寸相差太大，线圈绕制发生困难，一般初级与次级匝比最大为10:1,最小为1:10，要是需要由很低的电压获得高压，是否考虑采用两级变换器或次级采取倍压电路提升电压。

几个输出

紧接占空比的问题是多少输出。例如，如果不是1个输出，Buck是不适合的。在有些情况下，可以加后续调节器得到另一个电压，实际的例子是用Buck变换器产生5V输出，再由线性调节器（或另一个开关）从5V输入产生一个3.3V输出。但相关的瞬态、噪声、损耗应满足要求。

最坏的情况下，设计多个独立的变换器，而不是采用复杂的许多线圈的磁元件。在开始设计之前，得考虑考虑，要是采用多输出变换器，或许节省了几块钱的控制IC，但可能花几十块钱做那个复杂的多线圈磁元件。在设计之前，首先应权衡磁元件、电路元件及附加成本，不要就事论事。

隔离

在设计前预先要知道次级与初级是否需要隔离。如输入由电网或高压供电，作为商品有安全规范（以及EMI问题）需要隔离的要求。

典型的例子是输入与输出有500V交流耐压要求。知道安全要求后，有些拓扑，像没有隔离的Buck,Boost等等将排除在外。

EMI

在设计开始时就要想到EMI问题，不要等到设计好了再考虑EMI。有些拓扑可能有许多成功地避免EMI问题。如果是不隔离的系统，因为在系统中不涉及到第三根导线，如单独用电池供电，就没有共模噪声，这使滤波变得容易。

某些拓扑就是比其他拓扑具有更多的噪声。区别在于某些拓扑在每个周期的部分时间与输入断开，引起输入电流的中断。如果输入电流连续，就没有陡峭的上升和下降沿，电流不会为零，就容易滤波。

Buck变换器就是输入电流断续的一个例子，因为当开关打开时，输入电流为零。Boost变换器的电感始终接在输入回路中，但输入电流是否连续取决于Boost是否工作在断续还是连续。

BJT，MOSFET还是IGBT

拓扑选择与所能用的功率器件有关。就目前可以买到的功率器件有双极型（BJT）功率管，MOSFET和IGBT。双极型管的电压定额可超过1.5kV，常用1kV以下，电流从几mA到数百A；MOSFET在1kV以下，常用500V以下,电流数A到数百A；IGBT电压定额在500V以上，可达数kV，电流数十A到数kA。

不同的器件具有不同的驱动要求：双极型晶体管是电流驱动，大功率高压管的电流增益低，常用于单开关拓扑。在低功率到中等功率范围，除了特别的理由以外，90%选择MOSFET。

成本：如果产品产量大，双极性管仍然比MOSFET便宜。但是使用双极型功率管就意味着开关频率比MOSFET低，因此磁元件体积比较大。

高输入电压（380V）时，或推挽拓扑加上瞬态电压要求双倍以上电压，选择功率管可能感到为难，如果采用双极型管，可以买到1500V双极型管，而目前能买到MOSFET最大电压为1000V，导通电阻比BJT大。当然，可能考虑用IGBT，遗憾的是IGBT驱动虽然像MOSFET，而它的开关速度与双极型管相似，有严重的拖尾问题。

低压（500V）以下，基本上是MOSFET天下，小功率（数百瓦）开关频率数百kHz。IGBT定额一般在500V以上，电流数十A以上，主要应用于调速，基本上代替高压达林顿双极型管。工作频率最高可达30kHz，通常在20kHz左右。因为导通压降大，不用于100V以下。

提高功率开关频率（a）IGBT与MOSFET并联（b）BJT与MOSFET串联

为了提高IGBT或BJT的开关速度，也可将MOSFET与BJT或IGBT组合成复合管。

（b）：中U（BR）CBO/70A的BJT与50V/60A的MOSFET串联，用于三相380V整流电感滤波输入（510V）双端正激3kW通信电源中。导通时首先驱动功率MOSFET，这时BJT工作在共基极组态，发射极输入电流，或因MOSFET导通漏极电压下降，BJT发射结正偏，产生基极电流，导致集电极电流，通过比例驱动电路形成正反馈，使得BJT饱和导通。

当关断时，首先关断MOSFET，发射结反偏，使得BJT迅速关断。共基极频率特性是共射极的β倍。提高了关断速度。低压MOSFET导通电阻只有mΩ数量级，导通损耗很小，实际电路工作频率为50kHz。

MOSFET与IGBT并联也是利用MOSFET的开关特性。

要达到这一目的，应当这样设计MOSFET和IGBT的驱动：开通时，PWM信号可同时或首先驱动MOSFET导通，后导通IGBT，IGBT零电压导通。

关断时，先关断IGBT，IGBT是零电压关断；

在经过一定延迟关断MOSFET。MOSFET承担开关损耗；

在导通期间，高压MOSFET导通压降大于IGBT，大部分电流流过IGBT，让IGBT承担导通损耗。这种组合实际例子工作频率50kHz，3kW半桥拓扑。

连续还是断续

电感（包括反激变压器）和电流（安匝）连续还是断续：在断续模式的变换器中，电感电流在周期的某些时刻电流为零。电流（安匝）连续是要有足够的电感量维持最小负载电流ILmin（包括假负载），在周期的任何时刻电感都应当有电流流通。即

其中T－开关周期；D＝Ton/T－占空比；Ton－晶体管导通时间。

假定整流器的正向压降与输出电压相比很小。

要是最小负载电流为零，必须进入断续模式。

在实际电源设计时，一般电源有空载要求，又不允许电感体积太大，在轻载时肯定断续，在这种情况下，有时设置假负载，并当负载电流超过使假负载断开，否则可能引起闭环控制的稳定性问题，应当仔细设计反馈补偿网络。

同步整流是一个例外，变换器应用同步整流总是连续模式，没有最小电感要求。

同步整流

在现今许多低输出电压应用场合，变换器效率比成本更（几乎）重要。从用户观点来说，比较贵的但高效率的变换器实际上是便宜的。如果一台计算机电源效率低，真正计算时间常常很少，而待机时间很长，将花费更多的电费。

如果效率很重要，就要考虑采用同步整流技术。即输出整流采用MOSFET。当今可买到许多IC驱动芯片既能驱动场效应管，也能很好驱动同步整流器。

采用同步整流的另一个理由是它将电流断续模式工作的变换器转变为电流连续工作模式。这是因为即使没有负载，电流可以在两个方向流通（因为MOSFET可以在两个方向导通）。

运用同步整流，解除了对模式改变的担心（模式改变可能引起变换器的不稳定）和保证连续的最小电感要求。

二极管整流变换器和（b）：同步整流变换器

同步整流一个问题这里值得提一下。

主开关管在同步整流导通前关断，反之亦然。

如果忽略了这样处理，将产生穿通现象，即输入（或输出）电压将直接对地短路，而造成很高的损耗和可能导致失效。

在两个MOSFET关断时间，电感电流还在流。通常，MOSFET体二极管不应当流过电流，因为这个二极管恢复时间很长。如假定MOSFET截止时体二极管流过电流，当体二极管恢复时，它在反向恢复起短路作用，所以一旦输入（或输出）到地通路，发生穿通，就可能导致变换器失效，如（b）所示。

解决这个问题可用一个肖特基二极管与MOSFET的体二极管并联，让它在场效应管截止时流过电流。

因为肖特基的正向压降比体二极管低，肖特基几乎流过全部电流，体二极管的反向恢复时间与关断前正向电流有关，所以这时可以忽略。

电压型与电流型控制

开关电源设计要预先考虑是采用电压型还是电流型控制，这是一个控制问题。几乎每个拓扑都可以采用两者之一。电流型控制可以逐个周期限制电流，过流保护也变得容易实现。同时对推挽或全桥变换器可以克服输出变压器的磁偏。但如果电流很大，电流型需要检测电阻（损耗很大功率）或互感器（花费很多钱）检测电流，就可能影响的选择。但是，如果把电流控制型用于半桥变换器，有可能造成分压电容电压不平衡，所以对于大功率输出，应当考虑选择那一种更好。（电源芯城）

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编辑：中国电源产业网